Transistors
Korte Herhaling MOSFET transistors
MOSFET transistors¶
We gebruiken in de elektronica 2 types Metaal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors (MOSFET). We bespreken in dit hoofdstuk de planaire MOS transistors. Sinds 2015 zijn er voor de meest geavanceerde digitale technologien ook andere hardware implementaties in gebruik. Aangezien deze hardware implementaties momenteel enkel voor digitale hardware gebruikt wordt, gaan we op de niet planaire MOSFET technologien niet verder in in dit hoofdstuk.
- De n-kanaal MOSFET (nMOS)
- De p-kanaal MOSFET (pMOS)
MOS transistor
MOS FET
Realistische voorstelling MOS transistor
3D voorstelling
Symbolen MOS transistors
Wat is drain en source bij de MOS ?
Drempelspanning VT
Stroom in het lineaire gebied
Grens lineair saturatie
Stroom in het saturatie gebied
Correctie in het saturatiegebied (korte kanalen)
Early spanning - Output weerstand
VT van de nMOS transistor
VT van de pMOS transistor
Symbolen D en E MOSFETS
Gate capaciteiten van de MOS (laagfrequent) Lineair gebied
Capaciteiten in functie van de VGS
MOSFET model (nMOS)
MOSFET model (pMOS)
nMOS als schakelaar
pMOS als schakelaar
Complementary MOS
pMOS en nMOS transistor gecombineerd
CMOS Logica
CMOS Logica
Korte Herhaling Bipolaire transistors
Korte Herhaling Bipolaire transistors¶
Lagenstructuur
Bipolaire transistor: symbool
Werking: NPN-stromen
NPN-stromen (deel 2)
Eenvoudigste model
Stromen als functie van VBE
Stroomversterking als functie van VBE
Stroomversterking als functie van Ic en T
Output karakteristieken
Bipolaire transistor: equivalent schema
Ebers-Moll model: werkingsgebieden
Werkingsgebieden
Voorbeeld output karakteristieken
Stroomsturing versus spanningssturing
Early Spanning
3 nodige begrenzingen voor de transistor
- Maximale stroom
- Maximale spanning
- Maximaal gedisipeerd vermogen
1ste begrenzing: maximale ICE stroom
2de begrenzing: maximale VCE spanning
3de begrenzing: warmtedissipatie PD
Koelvin toevoegen
Basisweerstand
Emitter- en collectorweerstand
Beperking van de collectorweerstand
NPN versus PNP transistors
- N-type laag heeft bij gelijke dopering een beduidend lagere weerstand dan een P-type laag
- Een pnp transistor heeft dus veel grotere emitter en collector weerstanden in vergelijking met een npn transistor
- Voor vermogencomponenten kunnen deze weerstanden en de opwarming die erbij hoort een probleem vormen
Van Silicium naar verpakking
Notes — Slide 5¶
In de praktijk kunnen we de gate niet perfect naast de source leggen, omdat perfectie niet bestaat. We kunnen die perfectie wel altijd beter en beter proberen te benaderen. Dit maakt deel uit van de constante technologische evolutie. We kunnen ons niet permitteren dat er een onderbreking in het kanaal is. Dus zal er in de praktijk steeds een overlap zijn tussen de gate en de source en ook tussen de gate en de drain. Van de andere kant mag de dopering ook niet zo ver onder de gate diffunderen dat er een kortsluiting zou kunnen ontstaan tussen drain en source.
Slide¶
D voorstelling Polysilicon Aluminum
Notes — Slide 7¶
In het symbool van de MOS transistor wordt zeer goed aangegeven dat de gate een condensator is die moet opgeladen worden. Voor de rest zijn er een aantal alternatieven in gebruik. De symbolen aan de linkerkant, zowel voor de nMOS als voor de pMOS geven goed aan dat de source, de drain en ook het kanaal, als het er is, een PN junctie vormen met de bulk. De richting van de pijl geven weer de richting van de pn-diode aan. Dit symbool is nuttig wanneer we aan de transistor een bulkspanning opleggen die niet de normale waarde is (voeding voor de pMOS of grond voor de nMOS). Het komt ook wel voor, als variatie op dit symbool, dat de pijl aan de kant van de source is getekend. In dit geval is de richting van de pijl omgekeerd. De symbolen aan de rechterkant zijn veel eenvoudiger en laten dus toe veel sneller een schema te tekenen. Hierbij veronderstellen we dat het bulkcontact steeds de grond is voor de nMOS en de voeding voor de pMOS. Het bolletje aan de gate van de pMOS wordt in de elektronica vaak gebruikt om een inversie van een signaal aan te duiden, en het geeft hier aan dat de transistor in geleiding is als de spanning aan de gate laag is.
Slide¶
Wat is drain en source bij de MOS ? De structuur van de drain verschilt niet van de source Bij de nMOS is de drain altijd op een hogere spanning dan de source Bij de pMOS is de drain altijd op een lagere spanning dan de source
Notes — Slide 8¶
De namen van source en drain zijn enkel maar gekozen om de componenten theoretisch te kunnen beschrijven. In de praktijk is de structuur volledig symmetrisch wat betreft source en drain. De source is steeds de bron van de ladingsdragers. Bij de pMOS gaan de gaten van hoge naar lage spanning. De source bij de pMOS is dus de kant van de hoogste spanning. Bij de nMOS gaan de elektronen van de lage naar de hoge spanning. De bron of de source van een nMOS is dus de kant van de laagste spanning.
Slide¶
Drempelspanning $V_T$ Is afhankelijk van Het werkfunctieverschil tussen gate en bulk De oxide lading De oppervlakte potentiaal voor sterke inversie De depletielading Enkel de depletielading is afhankelijk van VBS Daarom is normaal VBS vast ()
- voor de nMOS; - voor de pMOS
Notes — Slide 9¶
De drempelspanning $V_T$, dit is de gate-source spanning vanaf dewelke er een kanaal wordt gevormd, hangt ook af van de spanning van de bulk. Meestal is de spanning van de bulk gelijk aan de spanning van de source en kunnen we dus werken met een constante waarde voor $V_T$. Dit is echter niet altijd het geval. In de gevallen dat dat niet het geval is moet de drempelspanning $V_T$ aangepast worden volgens de bovenstaande formule.
Slide¶
Stroom in het lineaire gebied Als $V_{DS}$ zeer klein is, is het gedrag resistief
Notes — Slide 10¶
In de grafiek hierboven wordt de source-drain stroom uitgedrukt in functie van de drain-source spanning, en dit voor verschillende waarden van $V_{GS}$. Wanneer $V_{GS}$ gelijk is of kleiner dan $V_T$, loopt er zo goed als geen stroom, wat aangegeven is door een curve op de nullijn. Wanneer $V_{GS}$ groter wordt, bekomen we een steeds hoger gelegen grafiek. In de stroom-spanningskarakteristieken van de MOS transistor kunnen we gebieden onderscheiden: Een lineair gebied waar de stroom voor kleine $V_{DS}$ spanningen lineair toeneemt met $V_{DS}$. $V_{GS}$-$V_T$ bepaalt hier direct de geleidbaarheid van de component. Bij een verdere toename van $V_{DS}$ wordt de kwadratische term in de stroom steeds belangrijker. Vanaf een bepaald moment wordt de curve berekend volgens de bovenstaande vergelijking helemaal vlak. Vanaf dat moment verliest de formule voor het lineaire gebied zijn geldigheid en blijft de stroom in eerste benadering constant. [] J. M. Rabaey, A. P. Chandrakasan, and B. Nikolić, Digital integrated circuits: a design perspective. Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, .
Slide¶
Grens lineair saturatie Zolang de source-drain spanning kleiner is dan de saturatie spanning zitten we in het lineaire gebied Bij een hogere source-drain spanning hebben we het saturatie gebied.
Notes — Slide 11¶
De overgang van het lineaire naar het saturatiegebied kunnen we gemakkelijk bepalen aan de hand van de formule van het lineaire gebied. Als we deze formule afleiden naar $V_{DS}$ en we bepalen de waarde waarvoor dat deze afgeleide is vinden we de bovenstaande uitdrukking voor $V_{DS}$.
Slide¶
Stroom in het saturatie gebied Stroom is onafhankelijk van de Drain-Source spanning Stroom loopt kwadratisch met de Gate-Source spanning De bulk spanning verschuift de $V_T$
Notes — Slide 12¶
De formule voor de stroom in het saturatie gebied kunnen we dan afleiden door de $V_{DS}$ waarde die de grens vormt tussen het lineaire en het saturatie gebied in te vullen in de formule van het lineaire gebied. We bekomen, zoals hierboven zichtbaar is een formule die onafhankelijk is van $V_{DS}$. Het heeft dan ook veel meer zin deze formule te tekenen in functie van $V_{GS}$ dan in functie van $V_{DS}$. We moeten er wel bij opmerken dat de dan bekomen curve geldig is voor VBS=. Wanneer we een andere VBS verandert $V_T$ en dus ook de bekomen curve.
Slide¶
Correctie in het saturatiegebied (korte kanalen) GS, GS, GS, lineair saturatie
Notes — Slide 13¶
De hiervoor beschreven formules houden echter geen rekening met een aantal effecten die verbonden zijn met het steeds korter worden van het kanaal. Hierdoor krijgt de stroom in het saturatiegebied toch ook een zekere afhankelijkheid van de source-drain spanning. We brengen dit in het model in door een factor l.
Slide¶
Early spanning - Output weerstand Typisch tussen V/mmL en V/mmL, afhankelijk van de dopering van het substraat Kies dus een langere gate lengte voor een grote output weerstand, bv voor een stroombron
Notes — Slide 14¶
Het gevolg van de factor l is dat we de transistor in het verzadigingsgebied niet kunnen beschouwen als een constante stroombron, maar dat we deze transistor moeten beschouwen als een stroombron met uitgangsweerstand. Deze kleinsignaal weerstands-waarde kunnen we bepalen door de drain-source stroom af te leiden naar de drain-source spanning.
Slide¶
$V_T$ van de nMOS transistor $V_T$< V stroom bij $V_{GS}$= V Verarming (depletion) $V_T$> V geen stroom bij $V_{GS}$= V Verrijking (ehancement)
Slide¶
$V_T$ van de pMOS transistor $V_T$> V stroom bij $V_{GS}$= V Verarming (depletion) $V_T$< V geen stroom bij $V_{GS}$= V Verrijking (ehancement)
Slide¶
Symbolen D en E MOSFETS VerarmingsMOSFET (Depletion MOSFET: D) volle lijn in het kanaal : kanaal bij $V_{GS}$= V VerrijkingsMOSFET (Enhancement MOSFET: E) onderbroken in het kanaal : geen kanaal bij $V_{GS}$= V n kanaal p kanaal E-MOSFETs n kanaal p kanaal D-MOSFETs
Slide¶
MOSFET model (nMOS) Serie weerstanden source drain Capaciteiten gate-source gate-drain gate-bulk Diodes source (n)-bulk (p) drain (n)-bulk (p) Spanningsgestuurde stroombron $I_D$ bepaald door $V_{GS}$ en $V_{DS}$ PS: voor elke diode: $I_D$, CJ, CD
Slide¶
MOSFET model (pMOS) Serie weerstanden source drain Capaciteiten gate-source gate-drain gate-bulk Diodes source (p)-bulk (n) drain (p)-bulk (n) Spanningsgestuurde stroombron $I_D$ bepaald door $V_{GS}$ en $V_{DS}$ PS: voor elke diode: $I_D$, CJ, CD
Slide¶
NMOS als schakelaar NMOS schakelaar is geschikt om een spanning omlaag te trekken In eerste instantie naar de grond De snelheid waarmee dat gedaan wordt, wordt bepaald door: De snelheid waarmee de gate capaciteit wordt opgeladen door de aanstuur trap De bekomen stroom aan de uitgang Out Grond
Slide¶
PMOS als schakelaar PMOS schakelaar is geschikt om een spanning omhoog te trekken In eerste instantie naar de voeding De snelheid waarmee dat gedaan wordt, wordt bepaald door: De snelheid waarmee de gate capaciteit wordt opgeladen door de aanstuur trap De bekomen stroom aan de uitgang $V_{DD}$ Out
Slide¶
Complementary MOS De productie van pMOS en nMOS structuren in hetzelfde substraat noemt men ook wel CMOS, complementary MOS, circuits of CMOS technology.
Slide¶
pMOS en nMOS transistor gecombineerd
Notes — Slide 25¶
Een pMOS transistor ligt op een n-type substraat en een nMOS transistor ligt op een p-type substraat. Wanneer we een pMOS transistor en een nMOS transistor willen combineren op eenzelfde IC, moeten we een well voorzien, dit is een gebied met een andere bulk dopering. Zo kunnen we bijvoorbeeld vertrekken van een p-type substraat en een n-well voorzien overal waar we pMOS transistors moeten hebben. Dit is hierboven aangegeven. Anderzijds zouden we ook van een n-type substraat kunnen vertrekken en een p-well voorzien om nMOS transistors in te plaatsen. Tenslotte kunnen we ook van een ongedopeerde Si wafer vertrekken en zowel een n-well als een p-well voorzien. Dit noemen we het twin-well proces. Op deze figuur zijn er wel geen bulk contacten voorzien. Het is niet echt nodig dat elke transistor zijn eigen bulk contact heeft. Het spreekt vanzelf dat elke well minstens een bulk contact heeft. In de praktijk zullen we er echter meer voorzien om de weerstand naar de bulk te minimaliseren. Omwille van het gebruik van een well, is het handig alle nMOS transistors van een schakeling te groeperen aan een kant en de pMOS transistors aan de andere kant van de schakeling. Dit gebeurt in het ontwerpen van CMOS schakelingen automatisch. (complementary) P.S. CMOS = Complementary MOS: een schakeling waar de nMOS transistors complementair zijn aan de pMOS transistors
Slide¶
CMOS logica inverter circuit Transistors zijn E- MOSFETs N-channel waarvan de source verbonden is met de GND P-channel waarvan de source verbonden in met de stuurspanning. Ingang: twee met elkaar verbonden gate-ingangen Uitgang: twee met elkaar verbonden drains-uitgangen
Slide¶
CMOS logica NOT gate (inverter) $V_{out}$ = NOT gate (inverter) Negatieve gate signaal (t.o.v $V_{DD}$) brengt de pMOSFET in geleiding $V_{in}$ = $V_{out}$ =
Korte herhaling Bipolaire Transistor
Korte herhaling BipolaireTransistor
Notes — Slide 28¶
Korte Herhaling: Bipolaire Transistor
Slide¶
Lagenstructuur Een hoog gedopeerde emitter laag (typisch cm-) Een lager gedopeerde basis laag (typisch cm-) Een nog lager gedopeerde collector laag (typisch cm-) Twee PN juncties worden bekomen Substrate (P)
Notes — Slide 29¶
Deze npn of pnp lagenstructuur wordt, zoals bij de diode, ook hier door een aantal achtereenvolgende implantaties bekomen. Eerst wordt de collector geïmplanteerd, omdat deze het laagst gedopeeerd moet worden (typisch donor- of acceptoratomen per cm-). Hierna wordt de basis geïmplanteerd (typisch donor- of acceptoratomen per cm-). En als laatste implantatie wordt de emitter gedopeerd (typisch donor- of acceptoratomen per cm-). Het is belangrijk dat de emitter veel hoger dan de basis gedopeerd wordt, omdat anders, zoals we verder zullen zien, de transistor geen stroomversterking kan bekomen. De werking van de bipolaire transistor is in essentie een verticale werking, van de emitter naar de collector. Natuurlijk moeten de elektronen en gaten ook aangevoerd worden vanuit het basiscontact en het collectorcontact. Hiervoor krijgen we ook een laterale stroom. We willen er ook nog op wijzen dat het belangrijk is dat de basis een dunne laag is, omdat anders, zoals we verder zullen zien, de transistor geen stroomversterking kan bekomen.
Slide¶
Bipolaire transistor: symbool De bipolaire transistor is een structuur met kontakten: basis, emitter en collector De diode tussen basis en emitter wordt aangestuurd emitter collector basis collector emitter basis
Notes — Slide 30¶
De basis-emitter pn-junctie is de belangrijkste junctie: deze junctie draagt normaal een voorwaartse spanning. De basis-collector junctie draagt normaal een achterwaartse spanning. We zullen dan ook in het symbool van de bipolaire transistor de pijl steeds tussen de basis en de emitter plaatsen. De richting van deze pijl is zoals bij de diode, namelijk van het p-gedopeerd gebied naar het n-gedopeerd gebied. Dus bij een npn transistor wijst de pijl naar de emitter en bij de pnp transistor wijst de pijl naar de basis. Voor losse bipolaire transistors, wordt soms het symbool nog omcirkeld om aan te geven dat het een losse component gaat.
Slide¶
Werking: NPN-stromen De emitter-basis junctie ondergaat een voorwaartse spanning elektronen en gaten zien een kleine barrière De basis collector junctie ondergaat een achterwaartse spanning elektronen en gaten zien een grote barrière, maar de deeltjes die van de emitter komen zien geen barrière De grootte van de basisstroom wordt veroorzaakt door twee effecten:
Notes — Slide 31¶
Om de werking van de bipolaire transistor goed te begrijpen moeten we in eerste instantie naar de basis-emitter junctie kijken. Deze junctie zullen we normaalgezien een voorwaartse spanning geven. Zoals bij de pn junctie diode bepaalt de aangelegde spanning over deze junctie de barrière voor de elektronen aan de ene kant en voor de gaten aan de andere kant. Op zich is het zo dat de barrière voor de elektronen en de gaten altijd even hoog is, omdat deze potentiaalbarrière gevormd is door de integraal van het elektrisch veld, en dat is natuurlijk voor de elektronen en de gaten gelijk. De kans dat een elektron overgaat over de barrière is dan ook even groot als de kans dat een gat overgaat. Zoals ook bij de diode neemt deze kans exponentieel af met de hoogte van de barrière. Daarom is de stroom exponentieel afhankelijk van de hoogte van de barrière. Nu is er wel een belangrijk verschil de dopering van de emitter en de dopering van de basis. Hierdoor zullen er in de emitter veel meer ladingsdragers aanwezig zijn dan in de basis en dus zal de stroom vanuit de emitter naar de basis veel groter zijn dan de stroom van de basis naar de emitter. Een tweede belangrijke factor is de constructie van de bipolaire transistor is dat de basis zeer dun is. De ladingsdragers die (met een zeker snelheid) uit de emitter komen merken, eens ze in de basis zijn enkel maar een potentiaalval naar de collector. Deze ladingsdragers zullen dus bijna allemaal in de collector terechtkomen. Besluit: we leggen een spanning aan tussen basis en emitter en we bekomen een stroom IB tussen basis en emitter en een stroom IC tussen emitter en collector die een factor b groter is.
Slide¶
NPN-stromen (deel ) De emitter-basis barrière is gelijk voor elektronen en gaten Toch is de stroom uit de emitter veel groter dan de stroom uit de basis, omdat de dopering veel groter is (IEC=$\beta_F$ IBE) factor voor normale transistors factor voor vermogentransistors (basisweerstand)
Notes — Slide 32¶
De basistroom is toch nog wel iets groter dan uit de afleiding op de vorige bladzijde zou kunnen blijken. Er zijn namelijk een aantal ladingsdragers komende van de emitter die gedurende hun transit door de basis met ladingsdragers van de basis recombineren. Deze ladingsdragers moeten natuurlijk door het basiscontact terug aangevuld worden, zodat de feitelijke basisstroom groter wordt. Er kunnen eveneens elektronen en gaten recombineren gedurende hun transfer door de ruimteladingslaag. Deze twee effecten leiden tot een iets lagere $\beta_F$ van de bipolaire transistor dan wat op basis van de doperingen zou mogen verwacht worden. Normaalgezien kunnen we een $\beta_F$ van ongeveer verwachten voor normale bipolaire transistors. Voor vermogentransistors zullen we meestal een lagere $\beta_F$ hebben omdat een zeer dunne, laag gedopeerde basislaag een veel te hoge basisweerstand zou hebben, wat zou aanleiding geven tot te grote verliezen. Vandaar dat we iets of wat stroomversterking zullen opofferen om minder vermogenverliezen te bekomen. De nodige stroomversterking kunnen we steeds bekomen door meerdere versterkersstappen achter elkaar te plaatsen
Slide¶
Eenvoudigste model pn junktie diode tussen emitter en basis stroom spannings relatie junktie capaciteit en diffusiecapaciteit Stroomgestuurde stroombron tussen emitter en collector
Slide¶
Stromen als functie van $V_{BE}$ Voldoende voorwaartse stroomversterking ($\beta_F$) krijgen we enkel in een beperkt $V_{BE}$ gebied Log IFB $V_{BE}$ Basis emitter stroom (IFB) Log $\beta_F$
Notes — Slide 34¶
In de vorige grafiek hebben we de collectorstroom uitgezet in functie van de emitter-collector spanning, en we bekwamen een vlakke karakteristiek, behalve in het verzadigingsgebied. In deze grafiek zetten we het logaritme de voorwaartse collector- en de voorwaartse basisstroom uit in functie van de basis-emitter spanning. Hier bekomen we twee zeer sterk stijgende curven, die in het normale werkingsgebied een afstand $\beta_F$ van elkaar gescheiden zijn. Maar de fenomenen van hoge en lage injectie, die we bij de diode reeds gezien hebben, zullen ook bij de bipolaire transistor optreden. Hoge injectie treedt op omwille van een zeer grote stroom, en dat zullen we natuurlijk eerst in de collectorstroom merken. Het lage injectie fenomeen treedt op als de stroom zo klein wordt dat generatie en recombinatie-effecten in de ruimteladingslaag ook al een rol zullen spelen. Dit fenomeen zullen we dus in de eerste plaats in de basisstroom merken. Beide effecten verlagen de uiteindelijk $\beta_F$ van de bipolaire transistor.
Slide¶
Stroomversterking als functie van $V_{BE}$ Log $\beta_F$ $V_{BE}$ Lage injectie Hoge injectie De afstand tussen de voorwaartse collectorstroom IFC en de voorwaartse basisstroom IFB in de vorige grafiek levert de voorwaartse stroomversterking $\beta_F$ op
Slide¶
Stroomversterking als functie van Ic en T
Slide¶
output karakteristieken Gebruikmakende van het voorgaande model is IC constant bij een gegeven IB Dit klopt niet meer als $V_{EC}$ te klein wordt De basis collector diode gaat dan ook geleiden uitgebreider model
Slide¶
Bipolaire transistor: equivalent schema Het volledige equivalente schema bestaat uit diodes stroom afhankelijke stroombronnen
Notes — Slide 38¶
Als we een bipolaire transistor in een circuit wensen te gebruiken moeten we een model voor deze transistor hebben. Dit model bestaat logischerwijs uit de modellen van de aanwezige diodes, namelijk de voorwaartse diode (DF) en de diode met een achterwaartse spanning (DR). Hiervoor wordt dus telkens het volledige model van de diode overgenomen, dit wil zeggen de stroom-spanningsrelatie, de diffusiecapaciteit en de junctiecapaciteit. Bovendien wordt aan elk van deze twee diodes een stroom gestuurde stroombron verbonden. Als door de voorwaartse diode een stroom IDF loopt, loopt door de stroom gestuurde stroombron IF= $\beta_F$ IDF . Deze b is normaalgezien groot. Wat geldt voor de voorwaartse diode geldt natuurlijk ook voor de achterwaartse diode, er wordt namelijk ook een stroom gestuurde stroombron IR= $\beta_R$ IDR . Deze b is normaal echter zeer klein.
Slide¶
Ebers-Moll model: werkingsgebieden Normaal (VF > , VR< ) gebruiken we de bipolaire transistor in het voorwaarts actief gebied (of in cut-off). Als $V_{EC}$ (= VF - VR) klein wordt, kan de transistor in verzadiging komen VF < +. V VF > +. V VR < + . V Cut-off Voorwaarts actief VR > + . V Invers actief Verzadiging
Notes — Slide 39¶
We kunnen werkingsgebieden van de bipolaire transistor herkennen. Normaal is de voorwaartse diode in geleiding en de achterwaartse diode in sper. Dit noemen we het voorwaarts actief gebied. Nu kan het zijn dat onder bepaalde werkingsomstandigheden de achterwaartse diode ook in geleiding komt. Dit werkingsgebied noemen de verzadiging. We hebben ook nog het werkingsgebied waar beide diodes uit geleiding zijn. Er loopt dan helemaal geen stroom door de transistor. Dit is het cut-off werkingsgebied. Tenslotte hebben we ook het werkingsgebied waar enkel de achterwaartse junctie in geleiding is. Dit is het invers actieve werkingsgebeid. Normaal is het helemaal niet de bedoeling dat we in dit werkingsgebied terechtkomen.
Slide¶
Werkingsgebieden Bij verzadiging zijn beide stroom gestuurde stroombronnen in werking De stroom van beide stroombronnen is tegengesteld De netto stroom is dus lager Voorwaarts actief Verzadiging Cut-off
Notes — Slide 40¶
Wanneer we kijken naar de collectorstroom in functie van de emitter-collector spanning, zou die daar in principe steeds onafhankelijk van moeten zijn. Dat is ook (in eerste benadering) het geval in het voorwaarts actieve werkingsgebied. Maar wanneer de emitter-collector spanning te klein wordt, zal ook de achterwaartse junctie in geleiding gaan. Want $V_{BC}$=$V_{BE}$-$V_{EC}$. We komen dus in verzadiging. Er loopt een tegengestelde stroom door de achterwaartse diode. Uiteindelijk zal de stroom nul worden wanneer de emitter-collector spanning nul wordt. Vcb=$V_{CE}$-$V_{BE}$
Slide¶
Voorbeeld output karakteristieken In dit voorbeeld is $\beta_F$ =
Slide¶
Stroomsturing versus spanningssturing We bekomen een lineair gedrag bij stroomsturing We bekomen een exponentieel gedrag bij spanningssturing bovendien is dit gedrag erg temperatuursafhankelijk zie diode ... stap V Constante
Notes — Slide 42¶
Een meting van de collectorstroom van een bipolaire transistor kunnen we doen onder twee omstandigheden: We kunnen de basisspanning met constante stappen laten variëren. De basisstroom en ook de collectorstroom zullen exponentieel toenemen. De juiste positie van een curve is ook fel afhankelijk van de temperatuur. Derhalve zullen we in databoeken meestal geen curven opgenomen onder spanningssturing terugvinden. We kunnen de basisstroom met constante stappen laten toenemen. De collectorstroom zal dan een factor $\beta_F$ groter zijn. De bekomen curven liggen mooi equidistant, behalve in het verzadigingsgebied. Meestal zullen we in databoeken dus de curven met stroomsturing terugvinden.
Slide¶
Early Spanning Reële transistorkarakteristieken zijn niet perfect vlak, maar vertonen een helling Deze lijnen komen samen in een punt Deze spanning noemt men de Early spanning (VA)
Notes — Slide 43¶
In werkelijkheid is de collectorstroom in functie van de emitter-collector spanning ook in het voorwaarts actieve gebied niet helemaal vlak. Er is een zeker toename van de stroom met de toename van de emitter-collector spanning. Wanneer we deze lijnen (in gedachte) extrapoleren komen deze allemaal uit in hetzelfde punt. Dit punt noemen we de Early-spanning, omdat meneer Early dit ontdekt heeft.
Slide¶
ste begrenzing: maximale ICE stroom Maximale ICE stroom is bepaald door de maximale stroom
Slide¶
de begrenzing: maximale $V_{CE}$ spanning collectorjunctie: achterwaartse spanning Maximale $V_{CE}$ spanning: doorslag collectorjunctie Lage collector dopering lawinedoorslag $V_{CE}$ MAX $V_{CE}$ MAX
Notes — Slide 46¶
De basis-collector junctie is een junctie die een achterwaartse spanning draagt. En zoals we bij de diode gezien hebben zal deze junctie doorslagen op het moment dat de spanning te groot wordt. Omdat de collector steeds een laag gedopeerde laag zal zijn, zullen we lawine-doorslag bekomen. De eigenlijke doorslagspanning hangt af van het ontwerp van de lagenstructuur van de diode. Vermogentransistors kunnen zeer hoge doorslagspanningen hebben. Meestal zal de doorslag niet zichtbaar zijn op de karakteristieken van de fabrikant, maar zal hij deze spanning wel steeds in zijn datasheets weergeven als de maximale spanning die over de transistor mag staan. Het is belangrijk hiermee rekening te houden.
Slide¶
de begrenzing: warmtedissipatie PD Het maximale vermogen wordt bepaald door de maximale koeling die mogelijk is voor de transistor Pmax
Slide¶
Koelvin toevoegen De koeling van een transistor kan steeds verbeterd worden door een extra koelvin.
Slide¶
Basisweerstand De basis moet een dunne laag zijn om de ladingsdragers van de emitter vlot in de collector te doen terechtkomen De dopering van de basis moet beduidend lager zijn dan de emitter om voldoende versterking te bekomen Hieruit volgt dat de basisweerstand niet onbeperkt klein kan genomen worden De basisweerstand vormt samen met de capaciteiten van de diodes een belangrijke $R_C$ constante die de maximale frequentie van de transistor bepaalt. emitter collector basis
Notes — Slide 49¶
De versterking van de transistor wordt bepaald door de verhouding van de emitterdopering tegenover de basisdopering. Dit houdt in dat we de de basisdopering niet al te hoog kunnen nemen willen we voldoende versterking kunnen bekomen. Van de andere kant kunnen we de basis ook niet te dik nemen, want dan zullen de ladingsdragers die uit de emitter vertrekken niet in de collector terechtkomen. Daarom kunnen we de weerstand van de basislaag niet erg klein kiezen, en dit is een probleem. Bij vermogentransistors levert deze basisweerstand aanleiding tot een belangrijke opwarming. Meestal zullen we voor vermogentransistors toch iets hoger doperen. We bekomen minder opwarming en een kleinere stroomversterking. Wanneer we werken met een hoogfrequent basissignaal moet dit signaal via de weerstand de capaciteiten van de basis-emitter en van de basis-collector junctie opladen. Dit geeft een belangrijke $R_C$ vertraging en zal de maximale frequentie van de transistor bepalen. Hoogfrequent transistors passen dit aan door hun lagenstructuur zo te kiezen dat de capaciteit kleiner wordt.
Slide¶
Emitter- en collectorweerstand Deze weerstand wordt ook bepaalt door de dopering Typische waarden zijn (voor een npn transistor) re: . tot W rb: tot W rc: tot W emitter collector basis
Notes — Slide 50¶
Ook de emitter en de collectorweerstand van de bipolaire transistor zijn belangrijk, vooral omdat de stromen die hierdoor lopen veel groter zijn dan de stromen door de basis. De emitterweerstand kan kleiner gemaakt worden door deze laag dunner te maken en de collectorweerstand door de laag dikker te maken. Soms wordt er om een kleinere collectorweerstand te bekomen nog een zeer hoog gedopeerde laag voorzien helemaal onderaan de structuur. De weerstandswaarden die hierboven opgegeven zijn gelden voor een npn transistor. Omwille van de slechtere geleidbaarheid van een p-type laag zullen we hogere re en rc waardes bekomen voor een pnp transistor.
Slide¶
Beperking van de collectorweerstand Door een begraven hoog gedopeerde laag Emitter (N++) Begraven laag (N++) Basis (P+) Substrate (P) Sinker (N+) Collector (N-)
than answers that can't be questioned.